《现代通信原理与技术》课件第9章.pptx
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1、第 9-章 现代数字调制解调技术第 9章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术9.1 正交振幅调制正交振幅调制(QAM)9.1.1 MQAM 调制原理调制原理 正交振幅调制是用两个独立的基带数字信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波 的双边带调制,利用这种已调信号在同一带宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信 息传输。第 9-章 现代数字调制解调技术正交振幅调制信号的一般表示式为式中,An 是基带信号幅度,g(t-nTs)是宽度为 Ts 的单个基带信号波形。式(9.1 1)还可以变换为正交表示形式:第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术QAM 信号
2、调制原理图如图9-1所示。图中,输入的二进制序列经过串/并变换器输出 速率减半的两路并行序列,再分别经过2电平到L 电平的变换,形成L 电平的基带信号。为 了抑制已调信号的带外辐射,该L 电平的基带信号还要经过预调制低通滤波器,形成 X(t)和Y(t),再分别对同相载波和正交载波相乘。最后将两路信号相加即可得到 QAM 信号。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-1 QAM 信号调制原理图第 9-章 现代数字调制解调技术信号矢量端点的分布图称为星座图。通常,可以用星座图来描述 QAM 信号的信号空 间分布状态。对于 M=16的16QAM 来说,有多种分布形式的信号星座图。两种具有代表 意义的
3、信号星座图如图 9-2 所示。在图 9-2(a)中,信号点的分布成方型,故称为方型 16QAM 星座,也称为标准型16QAM。在图 9-2(b)中,信号点的分布成星型,故称为星 型16QAM 星座。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-2 16QAM 的星座图第 9-章 现代数字调制解调技术若信号点之间的最小距离为2A,且所有信号点等概率出现,则平均发射信号功率为对于方型16QAM,信号平均功率为第 9-章 现代数字调制解调技术对于星型16QAM,信号平均功率为两者功率相差1.4dB。另外,两者的星座结构也有重要的差别。一是星型16QAM 只有两 个振幅值,而方型16QAM 有三种振幅值;二
4、是星型16QAM 只有8种相位值,而方型 16QAM 有12种相位值。这两点使得在衰落信道中,星型16QAM 比方型16QAM 更具有 吸引力。第 9-章 现代数字调制解调技术M=4,16,32,256时 MQAM 信号 的星座图如图 9-3 所示。其中,M=4,16,64,256时星座图为矩形,而 M=32,128时星 座图为十字形。前者 M 为2的偶次方,即每个 符号携带偶数个比特信息;后者 M 为2的奇 次方,即每个符号携带奇数个比特信息。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-3 MQAM 信号的星座图第 9-章 现代数字调制解调技术若已调信号的最大幅度为1,则 MPSK 信 号星座图
5、上信号点间的最小距离为而 MQAM 信号矩形星座图上信号点间的最小 距离为式中,L 为星座图上信号点在水平轴和垂直轴上投影的电平数,M=L2。第 9-章 现代数字调制解调技术由式(9.1 6)和(9.1 7)可以看出,当 M=4时,d4PSK=d4QAM,实际上,4PSK 和 4QAM 的星座图相同。当 M=16时,d16QAM=0.47,而d16PSK=0.39,d16PSK d16QAM。这表 明,16QAM 系统的抗干扰能力优于16PSK。第 9-章 现代数字调制解调技术9.1.2 MQAM 解调原理解调原理 MQAM 信号同样可以采用正交相干解调方法,其解调器原理图如图9-4所示。解调
6、 器输入信号与本地恢复的两个正交载波相乘后,经过低通滤波输出两路多电平基带信号 X(t)和Y(t)。多电平判决器对多电平基带信号进行判决和检测,再经L 电平到2电平转 换和并/串变换器最终输出二进制数据。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-4 MQAM 信号相干解调原理图第 9-章 现代数字调制解调技术9.1.3 MQAM 抗噪声性能抗噪声性能 对于方型 QAM,可以看成是由两个相互正交且独立的多电平 ASK 信号叠加而成。因 此,利用多电平信号误码率的分析方法,可得到 M 进制 QAM 的误码率为式中,M=L2,Eb 为每比特码元能量,n0 为噪声单边功率谱密度。图9-5给出了 M 进制
7、 方形 QAM 的误码率曲线。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-5 M 进制方型 QAM 的误码率曲线第 9-章 现代数字调制解调技术9.2 最小移频键控最小移频键控(MSK)9.2.1 MSK 的基本原理的基本原理MSK 是恒定包络连续相位频率调制,其信号的表示式为其中第 9-章 现代数字调制解调技术令则式(9.2 1)可表示为第 9-章 现代数字调制解调技术式中,k(t)称为附加相位函数;c 为载波角频率;Ts 为码元宽度;ak 为第k 个输入码元,取值为1;k 为第k 个码元的相位常数,在时间kTst(k+1)Ts 中保持不变,其作用 是保证在t=kTs 时刻信号相位连续。第 9-
8、章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-6 MSK 信号的时间波形第 9-章 现代数字调制解调技术对第k 个码元的相位常数k 的选择应保证 MSK 信号相位在码元转换时刻是连续的。根据这一要求,由式(9.2 2)可以得到相位约束条件为第 9-章 现代数字调制解调技术式中,若取k 的初始参考值0=0,则上式即反映了 MSK 信号前后码元区间的相位约束关系,表明 MSK 信号在第k 个码 元的相位常数不仅与当前码元的取值ak 有关,而且还与前一码元的取值ak-1及相位常数 k-1有关。第 9-章 现代数字调制解
9、调技术第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-7 附加相位函数k(t)的波形图第 9-章 现代数字调制解调技术对于各种可能的输入信号序列,k(t)的所有可能路径如图 9-8 所示,它是一个从-2到+2的网格图。图 9-8 MSK 的相位网格图第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术下面我们简要讨论一下 MSK 信号的功率谱。对于由式(9.2 1)定义的 MSK 信号,其 单边功率谱密度可表示为根据式(9.2 16)画出 MSK 信号的功率谱如图 9-9-所示。为了便于比较,图中还画出了2PSK 信号的功率谱。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-9-MSK 信号的归一
10、化功率谱第 9-章 现代数字调制解调技术由图 9-9-可以看出,与2PSK 相比,MSK 信号的功率谱更加紧凑,其第一个零点出 现在0.75/Ts 处,而2PSK 的第一个零点出现在1/Ts 处。这表明,MSK 信号功率谱的主 瓣所占的频带宽度比2PSK 信号的窄;当(f-fc)时,MSK 的功率谱以(f-fc)-4的 速率衰减,它要比2PSK 的衰减速率快得多,因此对邻道的干扰也较小。第 9-章 现代数字调制解调技术9.2.2 MSK 调制解调原理调制解调原理由 MSK 信号的一般表示式(9.2 3)可得第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制
11、解调技术图 9-10 MSK 信号调制器原理图第 9-章 现代数字调制解调技术MSK 信号属于数字频率调制信号,因此可以采用一般鉴频器方式进行解调,其原理 图如图 9-11 所示。鉴频器解调方式结构简单,容易实现。图 9-11 MSK 鉴频器解调原理图第 9-章 现代数字调制解调技术由于 MSK 信号调制指数较小,采用一般鉴频器方式进行解调误码率性能不太好,因 此在对误码率有较高要求时大多采用相干解调方式。图 9-12 是 MSK 信号相干解调器原 理图,其由相干载波提取和相干解调两部分组成。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-12 MSK 信号相干解调器原理图第 9-章 现代数字调制解调
12、技术9.2.3 MSK 的性能的性能 设信道特性为恒参信道,噪声为加性高斯白噪声,MSK 解调器输入信号与噪声的合 成波为式中是均值为0,方差为2 的窄带高斯噪声。第 9-章 现代数字调制解调技术经过相乘、低通滤波和抽样后,在t=2kTs 时刻I 支路的样值为在t=(2k+1)Ts 时刻Q 支路的样值为第 9-章 现代数字调制解调技术式中,nc 和ns 分别为nc(t)和ns(t)在取样时刻的样 本值。在I 支路和Q 支路数据等概率的情况下,各支 路的误码率为第 9-章 现代数字调制解调技术经过交替门输出和差分译码后,系统的总误比特 率为MSK 系统误比特率曲线如图 9-13 所示。由以上分析
13、可以看出,MSK 信号比2PSK 有更高的频谱利用率,并且有更强的抗噪声 性能,从而得到了广泛的应用。第 9-章 现代数字调制解调技术9.3 高斯最小移频键控高斯最小移频键控(GMSK)9.3.1 GMSK 的基本原理的基本原理 MSK 调制是调制指数为0.5的二进制调频,基带信号为矩形波形。为了压缩 MSK 信号的功率谱,可在 MSK 调制前加入预调制滤波器,对矩形波形进行滤波,得到一种新型的基带波形,使其本身和尽可能高阶的导数都连续,从而得到较 好的频谱特性。GMSK(GaussianFilteredMinimum ShiftKeying)调制原理图如图 9-14 所示。第 9-章 现代数
14、字调制解调技术图 9-14 GMSK 调制原理图第 9-章 现代数字调制解调技术为了有效地抑制 MSK 信号的带外功率辐射,预调制滤波器应具有以下特性:(1)带宽窄并且具有陡峭的截止特性;(2)脉冲响应的过冲较小;(3)滤波器输出脉冲响应曲线下的面积对应于/2的相移。其中条件(1)是为了抑制高频分量;条件(2)是为了防止过大的瞬时频偏;条件(3)是 为了使调制指数为0.5。第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-15 高斯滤波器的矩形脉冲响应第 9-章 现代数字调制解调技术GMSK 信号的表达式为式中,an 为输入数据。第 9-章
15、 现代数字调制解调技术高斯滤波器的输出脉冲经 MSK 调制得到 GMSK 信号,其相位路径由脉冲的形状决 定。由于高斯滤波后的脉冲无陡峭沿,也无拐点,因此,相位路径得到进一步平滑,如图 9-16 所示。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-16 GMSK 信号的相位路径第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-17 是通过计算机模拟得到的 GMSK 信号的功率谱。图中,横坐标为归一化频 差(f-fc)Tb,纵坐标为功率谱密度,参变量BbTb为高斯低通滤波器的归一化3dB带宽 Bb与码元长度Tb 的乘积。BbTb=的曲线是 MSK 信号的功率谱密度。GMSK 信号的功 率谱密度随BbTb 值的减
16、小变得紧凑起来。表 9-1 给出了作为BbTb 函数的 GMSK 信号 中包含给定功率百分比的带宽。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-17 GMSK 信号的功率谱密度第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-18 是在不同BbTb 时由频谱分析仪测得的射频输出频谱。可见,测量值与图9-17 所示的计算机模拟结果基本一致。图 9-19-是 GMSK 信号正交相干解调时测得的 眼图。可以看出,当BbTb较小时会使基带波形中引入严重的码间干扰,从而降低性能。当BbTb=0.25 时,GMSK 的误码率比 MSK 下降1dB。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-
17、18 不同BbTb 时实测 GMSK 信号射频功率谱第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-19-GMSK 信号正交相干解调的眼图第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-20 PLL型 GMSK 调制器第 9-章 现代数字调制解调技术由式(9.3 8),GMSK 信号可以表示为正交形式,即式中第 9-章 现代数字调制解调技术由式(9.3 9)和式(9.3 10)可以构成一种波形存储正交调制器,其原理图如图9-21 所示。波形存储正交调制器的优点是避免了复杂的滤波器设计和实现,可以产生具有任何 特性的基带脉冲波形和已调信号。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-
18、21 波形存储正交调制器产生 GMSK 信号第 9-章 现代数字调制解调技术GMSK 信号也可以采用图 9-22 所示的差分解调器解调。图 9-22(a)是1比特差分 解调方案,图 9-22(b)是2比特差分解调方案。图 9-22 GMSK 信号差分解调器原理第 9-章 现代数字调制解调技术9.3.3 GMSK 系统的性能系统的性能假设信道为恒参信道,噪声为加性高斯白噪声,其单边功率谱密度为n0。GMSK 信号 相干解调的误比特率下界可以表示为第 9-章 现代数字调制解调技术式中,dmin为在t1 到t2 之间观察所得的 Hilbert空间中发送数据“1”和“0”对应的复信号 u1(t)和u0
19、(t)之间的最小距离,即在恒参信道,加性高斯白噪声条件下,测得的 GMSK 相干解调误比特率曲线如图 9-23所示。由图可以看出,当BbTb=0.25时,GMSK 的性能仅比 MSK 下降1dB。由于 移动通信系统是快速瑞利衰落信道,因此误比特性能要比理想信道下的误比特性能下降很 多。具体误比特性能要通过实际测试。第 9-章 现代数字调制解调技术图 9-23 理想信道下 GMSK 相干解调误比特率曲线第 9-章 现代数字调制解调技术【例【例 9-1】为了产生BbTb=0.2的 GMSK 信号,当信道数据速率Rb=250kb/s时,试求高斯低通滤波器的3dB带宽。并确定射频信道中99%的功率集中
20、在多大的带宽中?第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术为了抑制已调信号的带外功率辐射,在进行正交调制前先使同相支路信号和正交支路 信号k 和Qk 通过具有线性相位特性和平方根升余弦幅频特性的低通滤波器。幅频特性表 示式为第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术第 9-章 现代数字调制解调技术两个序列ck 和dk 送入差分解码器进行解码,其解码关系为第 9-
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